ADC芯片類型

模擬至數字轉換器(ADCs)將一個模擬電壓信號轉換至一個二進制數字（一系列的1和0）, 最終將其轉換至一個數值（十進制數），以用來在儀表，監視器或者圖表上進行顯示。二進制位的位數，也就是我們常說的比特（bits）數代表了模數轉換的精度。但是，轉換后的二進制數也僅僅是一個對真實電壓值的近似模擬，因為電壓值是在離散的步數下采集的。至于轉換后的數值和真實的模擬值之間的接近程度則取決于模數轉換器(ADC)的轉換精度。

模數轉換器的位數和理論精度之間的數學關系如下：一個n位的ADC的分辨率是2n 。例如，一個12位的ADC具有的量化精度為212=4096個單位，因此，一個12位的數模轉換器如果輸入的最大電壓為10V的話。那可以將這個測量的最小電壓變化為10VDC/4096 = 0.00244VDC=2.44mV同樣的，對于0到10VDC的范圍，一個16 位的模數轉換器的精度就是10/216=10/65536=0.153mV。分辨率通常是針對全范圍模數轉換器讀數范圍而言的，并不是針對具體的任何特定的實例。

逐次逼近型模數轉換器（ADCs）

一個逐次逼近型轉換器，如圖2.01所示，是由一個數模轉換器(DAC), 一個比較器和一些控制邏輯和寄存器構成。當被測的模擬電壓出現在比較器的輸入端的時候，系統控制邏輯電路將會將所有的位數置為零。然后DAC的最高有效位（MSB）將會被置為１，這將使得DAC的輸出成為全量程的1/2 (如果全量程是10V的系統的話，那DAC的輸出就是5.0V)。比較器將比較DAC的模擬輸出信號和輸入端信號，如果DAC的輸出端信號小于輸入端信號(信號大于全范圍的1/2量程范圍），那么首位將保持在１. 如果DAC輸出高于輸入信號，那么首位將被重置到0。接著，具有1/4 權重的第二個重要位打開（設置為1）并且迫使DAC的輸出為3/4滿量程（如果重要位仍舊保持為1）或者1/4滿量程（如果重要位被重置為0）。比較器將進一步比較DAC的輸出和輸入信號，如果DAC的輸出信號低于輸入信號，那么第二位仍舊保持打開狀態（設置為1），如果DAC輸出信號高于輸入信號的話，則將設置為0。第三重要位將以同樣的方式和過程進行比較直到最低有效位(LSB)。在這個過程的最后，輸出寄存器將包含代表模擬輸入信號的數字編碼。

逐次逼近型模數轉換器相對來說工作速率較為緩慢，因為比較是串聯發生的，模擬/數字轉換在每一步都會被暫停以設置DAC并且等待它的輸出穩定。即使如此，轉換速率也很容易就可以達到1MHz/S. 同樣，12和16位連逐次逼近型模數轉換將相對便宜，適用于很多基于PC的數字采集系統的廣泛應用。

圖2.01 逐次逼近型模數轉換器

圖2.02 電壓頻率模數轉換器

電壓到頻率模數轉換器（ADCs）

電壓到頻率模數轉換器將一個模擬輸入電壓轉換為一個脈沖隊列，該脈沖隊列的頻率正比于輸入信號的幅值（如圖 2.02所示）。在一個給定的周期內，脈沖將會被計數以決定輸入信號的頻率，脈沖計數器依次輸出會用來表示數字電壓。

電壓到頻率的轉換將會具有一個高噪聲抵抗特性，因為輸入信號將會在計數區間內被有效的累積。電壓到頻率的變換通常被用來轉化緩變和噪聲信號。電壓到頻率的模數轉換器經常被用于在噪聲環境下的遠程傳感。遠端的輸入電壓將被轉換為一個頻率，數字沖擊序列將會通過一對線連接至計數器。這將會消除在傳輸一個較長距離模擬信號過程中被引入的噪聲。

積分型模數轉換器（ADCs）：雙積分型

許多模數轉換器都是用積分技術，它們通過測量電容充放電所需的時間來采集輸入電壓。這種廣泛使用的技術，被稱作雙斜率積分技術。如圖2.03顯示。它在一個固定時期內使用正比于輸入電壓的電流對一個雙斜率電容進行充電。接著，通過記錄對同一個電容下放電所需要的時間來決定輸入電壓。因為這個技術依賴于上升時間和下降時間的比率，而不依賴于會隨著溫度和時間變化的電容或其他組件，因此這種方式相對準確和穩定。

當一個模擬電路的積分時間和多個AC周期相匹配的時候，在一定的間隔內積分模擬數字電路的輸入將會在模擬轉換線路上降低噪聲采集效應。出于這個原因，這個技術經常被使用在高精度的數字萬用表和儀表板顯示上。對于這種ADC可以輕松實現20位精度，但它具有一個相對緩慢的轉換速率，例如最大60Hz, 當整合多個斜率時，這個轉換速度還會被降低。

圖2.03 雙斜率積分模擬數字電路

Sigma-Delta型模數轉換器（ADCs）

Sigma-Delta模擬數字電路是另一種類型的積分模擬數字電路。它包含了一個積分器，一個DAC，一個比較器，一個累加節點。就像雙積分型模擬數字電路一樣，它經常被用在數字萬用表，儀表板和數據采集板卡上。由于只使用了一個單比特的DAC，Sigma-delta轉換器相對價格低廉，但是通過過采樣技術依然可以實現高精度測量。盡管這種ADC在低帶寬的信號下表現最好，但是它明顯比其它類型的ADC具有更好的抗噪性能，此外，用戶還可以設計積分時間。

Sigma–Dleta 模擬數字轉換器通常需要一些外部組件。在很多情況下，它可以直接采集低電平信號而無需信號調理。由于DAC本身的架構，他們并不需要調整或校準組件。Sigma-Delta模數轉換器通常帶有一個數字濾波器，使得他們可以在輸入端無需一個獨立的抗混疊濾波器就能工作在一個高過采樣率下。Sigma-delta模數轉換器具有16至24位的精度，使得它們成為大多數數據采集和設備應用的經濟方案。

圖2.04 Sigma-Delta 模擬數字轉換器

圖2.05 Sigma-Delta 具有數字濾波和模擬數字轉換器和抽取階段

從操作的原則可以從圖中了解到，輸入電壓Vin和 DAC的輸出電壓進行算術相加，同時積分器將累加點輸出和之前存儲的數值相加。當積分器輸出等于或者大于零時，比較器輸出切換至邏輯1，當積分器輸出小于零的時候，比較器輸出為邏輯零。DAC模組具有反饋回路，它將連續調整比較器的輸出使其和模擬端輸入的數值相同并且保持積分器的輸出為零。數模轉換器的作用是保持積分器的輸出至參考電壓水平。

通過一系列迭代，輸出信號將變成一個一位的數據流（工作在高采樣率下）接至一個數字濾波器。數字濾波器將對其邏輯0和邏輯1取平均值從而決定帶寬和穩定時間，最后輸出多位字節的數據。數字低通濾波器再接至一個降采樣濾波器，從而降低了多位數字流的采樣率，降低的比率每個級別為2。例如，一個七級的濾波器能夠提供一個采樣率的降低率為128。

提升的精度

如圖2.05所示的數字濾波器將以兩種方式提升模數轉換器的精度。首先，當輸入信號變化時(正弦波輸入)系統將以數倍于奈奎斯特值的速率對信號進行采樣，對于輸入信號，積分器將變成一個低通濾波器，對于量化噪聲，積分器則變成一個高通濾波器。數字濾波器的平均值將進一步降低噪聲門限，通過結合降采樣濾波器的使用，輸出端的數據流頻率將會被降低。例如，調制頻率將會在MHz范圍，但是輸出數據將會在kHz范圍。其次，數字濾波器可以設置用于去除50/60Hz的工頻干擾。

從降采樣濾波器輸出的數據采樣率將低于內部采樣率，但仍舊能夠通過保存確定的采樣并且消除其它的樣本來滿足奈奎斯特條件。只要輸出數據的頻率兩倍于信號的帶寬就可以了，降采樣參數M可以是任何整數的數值。例如，如果輸入以fs被采樣到的話，那么輸出數據的速率在不損失信息的情況下達到fs/M。這個技術能夠提供更多穩定的讀數。（具體請參考表2.06）

圖2.06 模數轉換器的屬性

精度和分辨率

當您選擇一個ADC用于測試測量應用時，精度是最關鍵的考量因素之一然而，它經常會和分辨率混淆，盡管兩者相關，但它們兩者完全不同。在這一章，我們將詳細討論兩者與校準，線性度，丟碼和噪聲之前的關系。

精度與分辨率比較

每一個模數轉換測量都會包含一系列無法避免，獨立的錯誤。它們將會對精度產生影響。當                                 

代表了每個獨立的錯誤, 那么總的錯誤就可以表示如下:

以上的等式表示了一系列的傳感器異常引起的錯誤，噪聲, 放大增益和偏移，ADC的量化誤差（分辨率錯誤），以及其它一些因素。

量化誤差

在一個理論上完美的模數轉換電路中,任何一個檢測到的模擬電壓信號應該被一個單一的數字碼所表示，精確到無限位。但是在一個真實模數轉換器中，可被量化的信號與真實信號之前總存在一個“間隙”,這個“間隙”的大小取決于ADC電路最小可分辨量。以12位轉換器轉換一個10V直流信號為例, 間隔值為2.44mV，它被稱之為最低有效位（LSB）。

換句話說，模擬輸入電壓范圍被分割為離散的區間，只有大于這個間隔的電壓信號能夠被正常轉換，這就是ADC的分辨率對于12位的ADC, 誤差是±1.22mV(0.0122%)。因此表征ADC的錯誤有以下三種方式：發生錯誤的最低有效位(LSBs)；指定范圍內的電壓偏移誤差；讀書誤差的百分比。大多模數轉換電路并不像他們所標注的分辨率那樣的精確，然而，因為其它錯誤都將反應到增益，線性度，丟碼，偏置等誤差指標。然而,一個好的模擬數字轉換器的精度將接近于它所指定的精度。

圖2.07 通用模擬/數字轉換錯誤

ADC 精度 vs. 系統精度

校準

模數轉換器通常和硬件，軟件或者兩者的組合一起被校準。在這種情況下，校準意味著調整一個模數轉換通道的增益和偏置以獲得指定的輸入到輸出傳遞函數。在一個硬件配置例子中，例如，一個驅動模數轉換電路的儀器放大器有它自己的偏置和增益，它們可以通過電位器進行調節，同時通過改變模數轉換電路的參考電壓可以改變它的增益。在硬件/軟件校準中，軟件將指導數模轉換器至零偏置并將電壓設置到滿量程。最后，在軟件校準中，校準系數將被存儲在數據采集系統或者計算機的非易失性內存中。他們用來計算模數轉換器讀數相關的正確的數字值。

模數轉換器在銷售給用戶之前都會在工廠內進行校準，但是時間和操作溫度會將改變工廠校準的結果。通常半年或者一年之后模擬數字轉換器都需要重新進行校準，對于16位精度或者更高精度的ADC我們需要進行更為頻繁的校準。校準的步驟各異，但通常都需要有一個穩定的參考源并且有一個三倍于用于校準設備精度的計量儀。在沒有輸入的情況下，偏置通常被設置為0，增益被設成在當前溫度下的最大量程，同時對輸入端施加滿量程電壓。

在很多的測量應用中，輸入電壓僅僅代表了被測量的物理量。因此，只有當整個系統而不是部分系統被校準的時候系統的精度將得到提高。例如，假設一個給定負載和激勵電壓的載荷傳感器。校準單獨的部件意味著，模數轉換器，載荷傳感器和激勵源的精度容差都將得到一個疊加效應。用系統校準方法，錯誤源的每個部分將被疊加起來并產生一個總的錯誤值，這個錯誤值將大于在一個給定的精度負載下進行校準所產生的誤差。同時還將獲得一個輸入負載和輸出電壓之間的直接關系。

線性化

當輸入電壓和模數轉換器輸出讀數偏離與對角線（代表了無限分辨率）多于如圖2.07所示的理想階梯函數的時候，那么模擬數字轉換器錯誤將基本上無法通過校準來消除。對角線代表了一種輸入和輸出之間理想的，無限分辨率的關系。這種模數轉換錯誤被稱為非線性錯誤。一個被校準過的模數轉換器所產生的最大非線性錯誤應該在靠近輸入范圍的中間部分。一般來說，在一個好的模數轉換器中非線性應該不超過一個最小二進制位。

丟碼

一個高質量的模數轉換器應當能夠在它分辨率以內的任何輸入電壓都能產生一個精確的輸出電壓，也就是，它應當能夠不會跳過任何連續的數字碼。但一些模擬數字轉換器并不能對一個指定的模擬輸入產生一個精確的數字輸出。如圖2.07D所示，例如，顯示了對于任何電壓輸入一個典型的3位模擬數字轉換器并不能轉換代表了幅值4的輸出電壓。這種類型的錯誤通常同時會影響到模擬數字電路的精確度和分辨率。

噪聲 

模數轉換器的成本通常和它的精度，位數和穩定性成正比例。但即使是最昂貴的模數轉換器當測量信號受到過量的電子噪聲干涉的時候它的精度也需要受到妥協，不管這個信號是毫伏級別或者更大。

例如，許多插在PC擴展槽上的模數轉換器都會遇到過量電子噪聲的問題，它們將嚴重影響到設備的精度，可重用性，以及穩定性。但是一個模數轉換器并不一定必須直接連到電腦的內部總線上.。一個安裝在外部閉合系統上的模數轉換模塊通常就能解決這個問題。它能夠通過IEEE 488（GPIB）總線，以太網，串行接口以及并行接口和計算機進行通信。

如果必須要講一個模數轉換器放置在計算機機身內的話,那我們必須檢查它的噪聲級別。

將一個模數轉換器的輸入端子連接至一個信號公共端將會產生一個0V的輸出。如果當它短接的時候仍舊讀取一個值，那么在電路板上產生的噪聲將會和所需的輸入信號產生干涉。當使用一個外部的電源供電的時候，就需要做更多的診斷，因為供電電源和輸入端均可能產生噪聲。

數字濾波通常需要三個步驟。首先，數字信號受制于傅立葉變換。然后再頻域內信號的振幅會和期望的頻率響應相乘。最后變換后的信號通過反傅立葉變換在轉換回時域。圖3.15顯示了數字濾波用于在噪聲信號后的效果。圖中的實線代表了未濾波的信號，而兩條虛線則顯示了不同的數字濾波器的效果。數字濾波器具有可以剪裁至適合任意頻率響應同時又不會引入相位誤差的效果。然后，數字濾波器的一個缺點是它不能用于抗擾動。

噪聲降低和測量精度

一種用來降低噪聲并且保證測量精度的方法就是消除接地回路，也就是連接不同設備之間地流經的電流。接地回路通常在一個系統內的兩個或多個設備之間發生，例如在一臺測量儀器與一個傳感器之間，通常被連接至不同物理位置的地端。在每個接地點的實際電勢之間的輕微偏差將會產生從一個設備至另一個設備之間的電流流動。

這個電流, 通常流經一對測量導線的低電勢端,將會產生一個壓降,這個壓降通常會在信號調理設備處或者模數轉換器端表現為一個噪聲或者測量誤差。當至少一個設備可以隔離的時候,例如傳感器,若地端路徑被打開的時候,沒有電流流過,這時噪聲和誤差將會被消除. 信號調理或者模數轉換器部分附帶的光學隔離器,特殊變壓器以及差分輸入操作放大器將能提供這種隔離。

模擬數字轉換噪聲直方圖

模擬數字轉換器生產商經常會通過代碼密測試來測試他們設備的準確性(非線性效應), 他們通常會向設備施加一個高精度的正弦波信號(具有精確的振幅和頻率), 并且使用直方圖進行分析, 從而產生一個轉換器輸出的一個數字代碼分布.對于特點頻率的和振幅的信號，一個完美的模擬數字轉換器通常能夠在直方圖顯示垂直的一條線, 因為它對于每個采樣僅僅有一個值。但由于模擬數字轉換電路固有的非線性, 它會分布在該直線的兩邊的不同編碼位上。每個箱會被標記一個單獨的數字輸出代碼, 并且它們代表了計數的發生次數或者在輸出處顯示的代碼次數。每個編碼位代表一次模數轉換的輸出結果，通過多次的統計可以得到類似圖2.08的統計正態分布圖。

如果n代表的是模數轉換器的位數分辨率的話, 那么我們就需要2的n次方個編碼位。.每個編碼位的寬度應該為

FSR表示的是模數轉換器的滿量程范圍. 概率密度函數就有這個數值決定。為了讓直方圖的測試有意義, 我們需要根據模擬數字轉換器的分辨率大小來采樣一大批的數據。模擬數字轉換器分辨率越高, 那么就需要越多的采樣, 最多可以達到500,000個采樣。

ENOB: 有效位數

盡管一個模擬數字轉換器的精度對于一個數據采集系統的精確度來說很重要, 但它并不是最關鍵的。一個被廣泛使用并被證明可行的決定總測量精度的方法被稱之為有效位測試。有效位測試可以很有效的證明實際的系統測量精度小于模數轉換器的標稱精度。例如, 一個標稱16位的模數轉換器, 在實際測試中它的性能表現可能更接近于一個13位的系統。然而,對于某些應用來說,13位也許已遠遠足夠了。

有效位數測試將所有從輸入端子到輸出端子的電路都考慮進去了, 同時也包括了模擬數字轉換, 多路復用以及可能影響測量精度的其他的模擬/數字電路。它同時還包括了信噪比以及從其它源頭引入系統的任何噪聲所產生的效應。

ENOB測試

ENOB測試就是我們通過使用生產商推薦的線材, 連接頭以及連接部件來對數據采集系統在真實世界應用中的表現進行一個評估。它會考慮到數據采集系統的前端: 模數轉換器, 多路復用器, 可編程增益放大器, 以及采樣和保持放大器。所有這些電路將會影響到數字化的輸出結果。所有前端設備引入的非線性, 噪聲, 失真以及其它反?，F象都會降低系統的精確度。同時, 對于多通道系統, 光測試一個系統是不夠的。因為互擾的存在,一個通道上的錯誤可能會影響到另一個通道。

為了進行ENOB測試, 首先建立一個精確的正弦波信號發生器, 并將它的輸出接至一個模擬輸入通道的輸入端。信號發生器應當所產生信號應該是低噪聲和失真的。設置信號發生器的輸出幅值到剛好在板卡指定的最大輸入范圍以下。設定測試頻率至板卡最大可采樣頻率以下。接著, 將相鄰通道的輸入端口接地。以最大的采樣速率運行系統。對測試信號進行采樣后將輸入端接地。在每個輸入端口捕捉1024個樣本并將這些樣本通過一個FFT算法去計算它的有效位的位數。

這項測試測量不同通道之間的扭轉效應, 諧波失真, 模擬電路, 模數轉換精度, 噪聲拾音器, 通道互擾率, 積分和差分型的非線性和偏差。盡管ENOB提供了一個很好的系統穩定性和準確性的指標, 但它并不是一個特性值。它并不能作為信噪比和其它由廠商提供的錯誤指標的一個替代物。然而, 不同的系統當在同樣的環境下進行測試的時候,彼此之間還是可以通過ENOB測試來做比較的。

模擬數字轉換器輸出平均增益

提高精度

有一種錯誤的說法是如果對積分型模擬數字轉換器的輸出進行平均的話, 那么測量系統理論上能夠對于內含噪聲的信號獲得更高的準確率 這個理論的原理來自于這個信號時如何被數學平均的。例如, 對于一個單一的直流信號輸入, 對輸出進行平均通常能夠獲得同樣的結果, 而且在準確度上不會有很明顯的變化(不考慮校準的影響)。但是對于一個可變的輸入信號，例如一個正弦波，大數據量的采樣將會產生一個高斯分布，就可以通過波峰進行精確的定義。但是這些采樣不能夠聚集在采樣波形的一個指定的部分。為了得到一個真實的分布，模數轉換器必須以一個比抖動更低的采樣率進行異步采樣。這種技術將會獲得一個總體均值，但不是一個局部均值。因此，在這種方式下，信號均值將會增加系統的測量分辨率。

更多穩定的讀數

有時我們會對一個原本沒有噪聲的模擬數字轉換器輸入添加一個隨機噪聲信號（抖動信號），從而利用上面提到的平均值方法來提高準確度和信號的穩定度。這個技術可以使一個具有較少位的模擬數字轉換器獲得更高的位數。但并不失去采樣準確度。每次信號掃頻在時間上的每一點必須捕獲一個不同的隨機值。

因此，這個分布理論上的模擬數字轉換均值在一個足夠長的采樣窗口上必須保持為零。例如，如果16個數值被平均了，那么相對于沒有平均的輸出它將具有16倍多的可能值。這個技術將會增加有效的模擬數字轉換器的分辨率至4個位。這就是通過引入噪聲實現的。